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高性能软开关功率因数校正电路的设计

时间：2022-08-04 07:38:57 其他范文收藏本文下载本文

高性能软开关功率因数校正电路的设计（共6篇）由网友“无毛猫无法判定”投稿提供，今天小编在这给大家整理过的高性能软开关功率因数校正电路的设计，我们一起来看看吧！

高性能软开关功率因数校正电路的设计

篇1：高性能软开关功率因数校正电路的设计

高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。

关键词：功率因数校正；电磁干扰；升压变换；软开关

引言

随着计算机等一些通信设备的日益普及，用户对电源的需求也在不断增长，要求电源厂商能生产更高效、更优质的绿色电源，以减小电能消耗，减轻电网负担。这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行有源功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。实际测量计算机等整流性负载的PF=0.7时，输入电流的总谐波失真度近80％，即无功电流是有功电流的80％。不间断电源国标（GB7286―87）规定，输入总相对谐波含量≤10％，整流器产品国家行业标准规定输入功率因数>0.9，所以，如何设计优秀的PFC电路是很关键的技术，正确的PFC电路设计技术主要由以下几个部分组成：控制电路，功率主电路，元器件选择及其参数设计。

1控制电路

上世纪90年代初，由于PFC的控制芯片还未上市，我们在相关理论的指导下，于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的控制电路，原理如图1中虚线框内所示。

在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中，前级PFC电路的PF为0.98左右，η=93％(AC/DC，VDC=395V，Po=W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的，但由于电路是由分立元器件组成，抗干扰能力差，工艺复杂，调试过程很长，所以，一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854，UC3854A，UC3855的推出，由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。

2PFC功率主电路

功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小，是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。

这是个典型的Boost电路，原理简单，但是个硬开关电路，由于未考虑开关器件的实际特性，高压整流二极管的反向恢复特性，主开关功率管的开关损耗特性，导致开关器件的dv/dt及di/dt很高，相应对器件应力要求加大。二极管特性如图3所示，id为二极管电流波形，vd为二极管电压波形，在开关管S导通时，二极管D的反向恢复电荷Qrr所形成的反向恢复电流几乎全部损耗在主开关管上，增大了开关管的开关损耗，在ta～tc的时间内，二极管D还是正压降，也即开关管S的漏极电压为Vo时，已有负反向恢复电流流过开关管S，在tc～tb的时间内二极管D的di/dt>0，则二极管D正端处会产生瞬间负电压值，电路上会出现大的EMI，由于分布参数的存在，在开关过程中所产生的传导和辐射干扰会严重影响整个系统的稳定性。

为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线性区，在主开关管导通时把整流二极管的反向恢复能量存储到电感L1中，不增加主开关管的开通损耗，在主开关管关断时把电感L1存储能量以热能的形式消耗在电阻上。由于饱和电感L1的存在，dv/dt及di/dt减少约近1个数量级，主开关器件开关应力锐减，EMI大大减少了。这种电路的PF为0.99左右(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=94％左右。

为了进一步提高效率，把二极管的存储电荷形成的储能和电阻R上消耗的能量充分利用便开发出如图5所示电路。

这是一种无源的无损缓冲结构电路，其原理是：在S导通时,以L1作为二极管的缓冲电感，把二极管反向恢复的能量存储到小电感L1中，同时C1放电，C2充电，把C1储能转移入C2；在S关断时L1的储能向C1充电并通过二极管D1，D2，D3把储能转移到C中，这时C2也向C放电，通过调节L1，C1，C2的参数并协调S的开关频率，由于电容（由主开关管的漏―源极分布电容CDS或集电极―发射极分布电容CCE和C1组成）上的电压不能突变，当S关断瞬间VC1约等于零，S可实现零电压关断。由于电感（由L1和线路杂感组成）上的电流不能突变，当S导通时瞬间，iL1约等于零，S可实现零电流导通。

此电路的PF为0.99左右，(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=96％～97％，输入端几乎没有EMI，指标完全能达到并优于VDEA级标准。这种无源软开关升压电路性能优异，可靠性优于UC3855组成的有源软开关PFC电路，是智能高频化UPS和高频开关整流电源理想的输入级电路，具有很高的应用价值。

3主要元器件的选择

3.1Boost电感磁性材料的选择

早期，Boost电感磁性材料一般为铁氧体磁芯，如EE或EI等，通过加气隙δ来调节μ值，从而调节电感量,这种方法的'成本相对较低，但L值的温度特性相对略差，而且气隙的漏磁会增加电磁干扰。现在，一般采用金属磁粉芯，如铁粉芯、铁镍粉芯、钼坡莫合金、铁硅铝合金、非晶合金等磁环。各种材料有各自的优缺点，如铁粉芯成本低而Q值、μ值的各种特性，如温度、线性等相对较差，铁镍粉芯次之，铁硅铝合金、钼坡莫合金相对较好但价格贵些，所以，PFC电感磁性材料采用铁硅铝合金磁环较好。

3.2电感L值的计算

功率因数校正的前提条件是使输入电感中电流保持连续状态，即纹波电流ΔI要小于最小输入交流电流峰值的两倍。则取电感L≥临界电感Lmin。而Lmin（mH）为

式中：Vmin(p)为最小输入正弦波电压的峰值（V）；

Vo为输出直流电压（V）；

f为开关调制频率(Hz)；

Po为输出直流功率(W)；

Vmin为最小输入正弦波电压的有效值。

磁性元件磁环（材质为铁粉或铁硅铝合金）的选择通过式（3）计算。

L=4μN2(S/D)×10－6（3）

式中：L为电感量（mH）；

μ为磁芯有效磁导率；

N为线圈匝数；

S为磁芯导磁截面积（cm2）；

D为磁芯平均磁环直径（cm）。

3.3电容的选择

电容一般要采用低损耗，高纹波电流型的电解电容，容值C为

C=Po/(2ωo×Vo×ΔVo)

式中：ωo为市电角频率；

ΔVo为允许输出直流纹波电压（V）。

3.4二极管的选择

选trr小，正向压降小且软恢复（软度好）特性好的二极管。

3.5开关器件的选择

选MOS或IGBT。由于IGBT关断存在一点拖尾现象，则当开关频率>20kHz时，要选MOS。对MOS主要关心的是导通损耗，应选导通电阻RDS小的；对IGBT主要关心的是开关损耗，应选开关特性好的IGBT。当然，最理想的是把IGBT与MOS根据各自的频率特性直接并联而控制信号按各自的特性做相应时序调整。

4结语

本文通过实践总结，设计出一种优异的软开关PFC电路，并采用UC3854芯片实现技术产品化。这种PFC电路是智能高频化UPS和高频开关整流电源输入级电路的理想解决方案。同时把元器件的特性做了仔细的分析，优化。

篇2：高性能软开关功率因数校正电路的设计

高性能软开关功率因数校正电路的设计

摘要：介绍了功率因数校正控制电路和功率主变换电路的原理及如何选择元器件及其参数。

关键词：功率因数校正；电磁干扰；升压变换；软开关

引言

1 控制电路

上世纪90年代初，由于PFC的控制芯片还未上市，我们在相关理论的指导下，于1992年在国内率先开发出由分立元器件组成的`控制电路，原理如图1中虚线框内所示。

在实验室和小批量做出的48V/50A整流器产品中，前级PFC电路的PF为0.98左右，η=93％(AC/DC，VDC=395V，Po=2000W)。以上控制电路原理和UC公司的PFC控制原理(1994年底推出的UC3854)是一致的，但由于电路是由分立元器件组成，抗干扰能力差，工艺复杂，调试过程很长，所以，一直未在大批量产品中运用。随着UC公司控制IC如UC3854，UC3854A，UC3855的推出，由分立元器件组成的控制电路便被专用控制IC所取代。

2 PFC功率主电路

功率主电路的选用关系到整个PFC电路的变换效率以及EMI的大小，是电路设计的关键技术。早期主电路如图2所示。

为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线

[1] [2] [3]

篇3：一种有源箝位Flyback软开关电路设计

一种有源箝位Flyback软开关电路设计

摘要：介绍了一种有源箝位Flyback变换器ZVS实现方法，并对其软开关参数重新设计。该方案不但能实现主辅开关管的ZVS，限制输出整流二极管关断时的di/dt，减小整流二极管的开关损耗，同时也有效地降低了开关管的电压应力。

关键词：零电压开关；电流反向；有源箝位

引言

Flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的RCD嵌位Flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻R上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。

轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

本文介绍的一种有源嵌位Flyback软开关电路，不但能实现ZVS，而且也解决了前述的普通RCD嵌位Flyback变换器中存在的问题。

1工作原理

电路如图1所示，其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感Lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式（CCM），如图2的iLm波形所示。而电感Lr设计得较小（Lr?Lm），使流过Lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的iLr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。

1）阶段1〔t0，t1〕该阶段S1导通，Lm与Lr串联承受输入电压，流过Lm及Lr的.电流线性上升。

V2=Vin(Lin/Lm+Lr)（1）

由于Lr?Lm，所以式（1）可简化为

V2≈Vin(2)

2）阶段2〔t1，t2〕t1时刻S1关断，Lm及Lr上的电流给S1的输出结电容Cr1充电，同时使S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

图2

3）阶段3〔t2，t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态。Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，Cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。

v2=(Lm/Lm+Lr)vc（3）

4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。此时间段依然维持Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，v2缓慢上升。

5）阶段5〔t4，t5〕t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管D导通，v2被嵌位在－NVo。Lr与Cclamp谐振。在保证t5时刻Lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足

式中：toff为主开关管S1一个周期内的关断时间。

图3

t5时刻S2关断，该阶段结束。

6）阶段6〔t5，t6〕t5时刻Lr上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容Cr1放电，另一部分对S2的输出结电容Cr2充电。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

7）阶段7〔t6，t7〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lr上的承受电压v1为

v1=Vin＋NVo（5）

Lr上电流快速上升。流过副边整流二极管D电流iD则快速下降。

diD/dt=－N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)（6）

考虑到Lr?Lm，式（6）可简化为

diD/dt=－N(Vin+NVo)/Lr（7）

8）阶段8〔t7，t8〕t7时刻S1的门极变为高电平，S1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经S1。t8时刻副边整流二极管D电流下降到零，D自然关断，电路开始进入下一个周期。

可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2实现了零电压开通，二极管D自然关断。

2软开关的参数设计

假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是Lr与Lm联合对Cr1及Cr2充?电，而S1的软开关实现是单独的Lr对Cr1及Cr2充放电。因此，S2的软开关实现比较容易，而S1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。

电流连续模式有源嵌位Flyback变换器ZVS设计步骤如下所述。

2.1变压器激磁电感Lm的设定

由于Lr的存在，变换器的有效占空比Deff（根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2）要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8时刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM条件，则

式中：η为变换器效率；

fs为开关频率；

PoCCM为变换器的输出功率。

在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，Lm一般取为

2.2电感Lr的设定

为了实现S1的ZVS，t5时刻储存在Lr内的能量足以令S1的输出结电容Cr1放电到零，同时使S2的输出结电容Cr2充电到最大。即

式中：vds=vds1=vds2≈Vin＋NVo；

Cr=Cr1＋Cr2。

根据式（4）取定合适的谐振周期可以令

2.3电容Cclamp的设定

根据式（4）有

在满足式（15）的前提下，取定合适的Cclamp令iLrmax=iLrmin。

2.4死区时间的确定

为了实现S1的ZVS，必须保证在t6到t7时间内，S1开始导通。否则Lr上电流反向，重新对Cr1充电，这样S1的ZVS条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对S1的ZVS实现至关重要。合适的死区时间为电感Lr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即

严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1与Cr2恒定。

2.5有效占空比Deff的计算

有效占空比Deff比开关管S1的占空比D略小。

Deff=D－ΔD（17）

[(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)（18）

ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)（19）

代入式（17）得

Deff=D－2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)（20）

2.6开关管电压应力计算

Vs1,s2≈Vin＋NVo＋(2PLrfs/DVin(1-D)（21）

式（21）中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于Vin＋NVo。

3实验结果

为了验证上述ZVS的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：

输入电压Vin48V；

输出电压Vo12V；

输出电流Io0～5A；

工作频率f100kHz；

主开关S1及S2IRF640；

变压器激磁电感Lm144μH；

变压器原副边匝数比n=N8/3；

电感Lr10μH；

电容Cclamp2μF。

图4给出的是负载电流Io=2A时的实验波形。从图4（e）及图4（f）可以看到，S1和S2都实现了ZVS。图5给出了两种Flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位Flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。

4结语

有源嵌位Flyback软开关电路在实现主开关及辅助开关ZVS的同时，也实现了输出整流二极管的自然关断，因此，有效地减少了开关损耗，提高了变换器效率。另外，它也大大地降低了开关管的电压应力，这从实验波形中可以看得比较清楚。

篇4：功率因数校正(PFC)的数字控制方法

功率因数校正(PFC)的数字控制方法

摘要：控制技术的数字化是开关电源的发展趋势。相对于传统的模拟控制技术，采用数字控制技术的功率因数校正（PFC）具有显著的优点。详细讨论了采用数字信号处理器（DSP）作为控制核心时的设计事项和方法，最后提出了数字控制技术有待解决的问题。

关键词：数字控制；数字信号处理器；功率因数校正；开关电源

引言

电力电子产品的广泛使用，对电网造成了严重的谐波污染。这使得功率因数校正（PFC）技术成为电力电子研究的一个热点。功率因数校正的目的，就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。传统上，模拟控制在开关电源应用中占据了主导地位[1]。随着高速度，廉价的数字信号处理器（DSP）的出现，在开关电源中使用数字控制已成为发展的趋势[2][3][4][5][6]。

本文对实现PFC的模拟控制方法和数字控制方法进行了比较，介绍了采用数字控制的独特优点。详细讨论了采用数字信号处理器作为控制核心时的设计事项和方法。

1PFC模拟控制和数字控制的比较

功率因数校正的模拟控制方法已经使用了多年，也有现成的商业化集成电路芯片（比如TI/Unitrode的UC3854，Fairchild的ML4812，STmicroelectronics的L6561等）。图1(a)是基于UC3854的模拟控制电路结构方框图。电路采用平均电流控制方式，通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。但是，控制电路的元器件比较多，电路适应性差，容易受到噪声的干扰，而且调试麻烦。因此，模拟控制有被数字控制取代的趋势。

图1(b)是PFC的数字控制原理框图。类似于模拟方法，使用了两个控制环路：电压环和电流环。电压环通过调节平均输入电流来控制直流总线电压，电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压。控制过程由DSP完成，通过DSP的`软件来实现电流和电压的调节。

数字控制方法具有以下几个优点：

1）通过软件调整控制参数，比如，增益和带宽，从而使系统调试很方便；

2）大量控制设计通过DSP来实现，而用模拟控制器是难以实现的；

3）在实际电路中，使用数字控制可以减少元器件的数量，从而减少材料和装配的成本；

4）DSP内部的数字处理不会受到电路噪声的影响，避免了模拟信号传递过程中的畸变、失真，从而控制可靠；

5）如果将网络通信和电源软件调试技术相结合，可实现遥感、遥测、遥调。

现在，数字控制PFC方法已经在深入研究。文献[7]提出了一个基于模拟仪器公司ADMC401的数字控制PFC方案，如图2所示。为了实现数字控制，模拟控制变量〔包括输入电流iL（t），输入电压vin（t）和输出电压vo（t）〕必须转换成数字量。将模拟控制变量除以他们相应的参考值（，和），得到相对值,再由ADC变换器将获得的相对值转换成数字量。其中iL,n，vin,n，vo,n分别表示相应的第n个采样值。

数字控制器包括一个电流环和一个电压环。对于电流环，将指令输入电流减去输入电流iL,n所得的电流误差ie,n输入到电流环数字PI控制器。最后，将控制器输出的占空比Dn输入到PWM产生单元，控制开关S的通断。对于电压环，PFC变换器的输入电导期待值ge,n与输入电压vin,n相乘，得到指令输入电流iL,n＊。

2数字控制的实现

在实现一个电力电子系统的实际数字控制器时，需要考虑大量的因素，比如，控制处理器的选择，采样算法和采样频率的确定，PWM信号的产生，控制器和功率电路之间的连接，硬件设计和控制算法的软件实现等。这些因素都会对系统的性能产生很大影响，需要细心设计和实际实验。

2.1微处理器的选择

在设计控制系统时，微处理器的选择需要考虑很多的因素，诸如功能，价格，硬件设计的简单性和软件支持等。现在，已经有多种内嵌有PWM单元和A/D转换等控制外设的DSP芯片可供选择(比如TI的TMS320C2XX系列，AD的ADMCXXX系列，Motorola的DSP56800等)。以TI公司的TMS320C2XX系列为例，它拥有很多良好的特性，比如，多个独立可编程的时钟，50ns指令周期，16位并联乘法器，两通道多路复用的10位A/D转换器，还有片内RAM和EEPROM等。这使得它成为实现功率变换系统数字控制的首选。如果需要进一步降低成本，可以选择STmicro?controller的8位DSPST52x420。

2.2采样算法和采样频率的选择

在设计数字控制器时，选择合适的采样频率起着重要的作用，因为，采样频率直接影响到可完成的功能和数字控制系统的可靠性，因此，它应该在合成控制器之前确定。对于更高的系统带宽要求，应该使用更高的采样频率。然而，采样频率的提高也对字长和数字控制器的计算速度提出了更高的要求。工程设计的目标总是使用更低的采样频率来达到给定的设计要求。

由于Boost变换器的输入电流含有大量谐波。因此，采样频率必须远高于开关频率，输入电流才能不失真地还原。由于开关频率已经很高（>20kHz），要采用更高的采样频率是困难的，而且，处理器也来不及处理相应的控制计算任务。而使用比较低的频率将产生频谱重叠。虽然可以在A/D转换前加入前置滤波，但是，这样又需要更高的带宽。因此，采样频率选择与开关频率同步，这样，开关纹波就成为隐性振荡，不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次，称为SSOP（singlesamplinginoneperiod）方法。采用这种采样方法时，有一个采样点确定的问题。电感电流在开关的瞬间存在电流尖峰，如图3所示。显然，应该避免在开关点进行采样，否则系统将不能正常工作。在PFC应用中，输入电流必须跟踪输入电压，而且输出电压要保持恒定，PWM信号将在一个大的范围内变动，因此，这个问题变得更加突出。

为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，一个简单的设想就是在两个尖峰之间（上升沿或者下降沿）的中点进行采样，即采样平均电流。但是，当上升沿或者下降沿非常窄的时候（即开关的占空比非常窄或者非常宽），采样信号的准确度仍然会受到开关噪音的影响。如图4所示，如果采用上升沿采样，当导通时间较长时〔图4（b）〕，采样点（Ai）是可靠的，反之是不可靠的〔图4（a）〕。为了克服这个缺点，采用改进的采样算法。这个算法同样是同步采样，但是，采样边沿的选择取决于开关的导通时间。如果导通时间大于关断时间，选择上升沿；反之采用下降沿。这样便很好地避免了开关噪声的影响。而且算法本身简单，计算量少。如图5所示。

2.3PWM信号的产生

为了叙述方便，定义一个开关周期的起点p，如图6所示。对大多数数字PWM单元来说，占空比的值应该在开关周期开始之前装载入寄存器，因此，控制变量的采样应该在p点之前准备好，以便控制算法的计算及时完成。这里采用平均电流控制，选择采样点，得到每个开关周期的输入平均电流测量值。

理想的采样点si和实际采样点sr之间有一个时间延迟τd。τd由两个原因造成，一个是在信号链中低通滤波器产生的相移，另一个是开关S的开关指令和实际开关动作之间的延迟。这样，留给处理器完成控制计算的时间就是τc。延迟τd和计算时间τc共同决定了反馈环路的延迟。

式中：Ts为开关周期。

使用顶点规则采样PWM方法产生开关指令。如图7和图8所示。对于输入信号u在平衡值附近的小偏移，顶点规则采样PWM的响应可以描述为

|gPWM(jω)|=cos(ωTo)（2）

∠gPWM(jω)=wTs/2（3）

式中：To是稳态时开关导通时间的一半。

因为，期望的电流环的带宽在1kHz到10kHz之间（开关频率为50kHz），PWM的增益趋于统一。因此，顶点规则采样PWM的传输函数可以近似为

2.4电流环和电压环的数字PI控制器

电压环和电流环都包括PI控制器。参看图1，一个数字PI控制器可以表达为

un=A0xn＋A1xn－1＋un－1（5）

或者

gPI(z)=U(z)/X(z)=(A0z+A1)/(z-1)（6）

等效模拟控制器的传输函数是

gPI(s)=U(s)/X(s)=KPI(1+1/stPI)（7）

因为采样频率有限，当一个模拟转换函数采样生成离散时间函数时，如果模拟函数包含了频率高于1/2采样频率的分量，会发生重叠效应，如图9所示。

为了消除高频分量（频率大于fs/2）的影响，使用Tustin规则

s=2/Ts(z-1)/(z+1)(8)

那么数字控制器的参数A0和A1和模拟等效参数KPI和τPI的关系为

3结语

在功率因数校正领域，模拟PFC控制是当前的工业选择，数字控制是今后的发展方向。将DSP控制应用到功率变换器中有很多优点，比如降低了元器件数量和成本，适应性好，产品升级方便，开发周期短等。而且随着数字控制器的广泛应用，成本有潜力变得更低。使用DSP实现数字控制，需要考虑处理器的选择，采样算法，PWM信号的产生，控制器的设计等多方面的因素。

由于DSP刚刚开始应用于控制电源，对开关整流器件采用DSP控制的研究开展的还不多，使用DSP来控制电源也存在自身独特的问题。相对于专用的集成芯片，DSP的价格高昂，而且成熟的控制算法难以获得。有限的带宽和采样频率，离散效果和处理延迟，这些因素的存在使得实时控制系统的功能需要折衷考虑。

篇5：功率因数校正(PFC)的数字控制方法

功率因数校正(PFC)的数字控制方法

关键词：数字控制；数字信号处理器；功率因数校正；开关电源

引言

电力电子产品的广泛使用，对电网造成了严重的谐波污染。这使得功率因数校正（PFC）技术成为电力电子研究的一个热点。功率因数校正的目的，就是采用一定的'控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。传统上，模拟控制在开关电源应用中占据了主导地位[1]。随着高速度，廉价的数字信号处理器（DSP）的出现，在开关电源中使用数字控制已成为发展的趋势[2][3][4][5][6]。

1 PFC模拟控制和数字控制的比较

图1(b)是PFC的数字控制原理框图。类似于模拟方法，使用了两个控制环路：电压环和电流环。电压环通过调节平均输入电流来控制直流总线电压，电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压。控制过程由DSP完成，通过DSP的软件来实现电流和电压的调节。

数字控制方法具有以下几个优点：

1）通过软件调整控制参数，比如，增益和带宽，从而使系统调试很方便；

2）大量控制设计通过DSP来实现，而用模拟控制器是难以实现的；

3）在实际电路中，使用数字控制可以减少元器件的数量，从而减少材料和装配的成本；

4）DSP内部的数字处理不会受到电路噪声的影响，避免了模拟信号传递过程中的畸变、失真，从而控制可靠；

5）如果将网络通信和电源软件调试技术相结合，可实现遥感、遥测、遥调。

[1] [2] [3] [4]

篇6：一种新颖的功率因数校正芯片的研究

一种新颖的功率因数校正芯片的研究

摘要：介绍了一种新颖的功率因数校正（PFC）芯片。它的主要特点是提高了轻载时的功率因数和改善了电路的动态性能。实验表明：这种新颖的PFC控制芯片实现了这些功能。

关键词：功率因数校正；动态性能；电流补偿

引言

随着电力质量标准的贯彻执行，功率因数校正（PFC）技术已成为电力电子领域中的研究热点，PFC变换器已越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着PFC技术的发展，PFC控制芯片也有了很大的发展。根据电路的工作模式，PFC控制芯片可以分成3类：

1）电流断续的控制芯片；

2）电流临界连续的控制芯片；

3）电流连续的控制芯片。

(本网网收集整理)

本文介绍了一种新颖的.电流连续的控制芯片NCP1650，它改善了PFC电路的动态性能，并且严格控制了PFC电路最大输出功率，同时它还提高了轻载下的功率因数。本文以这种新颖的控制芯片制作了一个100W的PFC电路原理样机，对芯片进行了分析，最后给出了实验波形。

1 NCP1650功能介绍

NCP1650采用16脚SOP封装，引脚配置如图1所示，表1给出了引脚功能。它是一种平均电流模式的控制芯片，它可以应用在电流断续和电流连续模式的PFC电路中。因为其内部使用了精确的元件，电路的输出功率和电流都可以精确限制，所以对于相同功率等级的PFC电路来说，可以使电路中的功率器件的等级达到最小。

表1 NCP引脚功能表

引脚名称功能 1 Vcc 电源供电 2 Vref 基准电压 3 ACCOMPAC 补偿 4 ACREFAC 基准 5 ACINPUTAC 输入 6 FB/SD 反馈/断开 7 LOOPCOMP 补偿环 8 PCOMP 功率补偿环 9 Pmax 最大功率限制 10 Iavg 电流比例 11 Iavg－fltr 滤波电容 12 Is－负的采样电流输入 13 RAMPCOMP 斜率补偿 14 CT 定时电容 15 GND 接地 16 OUTPUT 驱动输出

NCP1650具有软启动，输出过压保护，瞬时电流限制，输入低压保护，输出最大功率限制等功能。

1.1 电流补偿功能

对于输出功率范围宽的PFC电路来说，在轻载时的功率因数都受到不同程度的限制，但是在工业领域对电路的功率因数有严格的要求，因此大家越来越关注这个问题。NCP1650可以解决这个问题。

NCP1650会根据实际输入电流的大小，给采样电流信号一个相应的补偿，这样就可以提高轻载时的功率因数。图2给出了电流补偿器原理图。芯片中的电流采样补偿器是一个具有微分输入的宽范围带宽放大器。它由一个微分输入级，一个高频电流镜像器和一个低频镜像器构成。其中低频电流镜像器有3个输出端，分别给AC误差放大器，功率乘法器和电流补偿器。

图4

NCP1650的管脚12是一个负的电流采样信号输入。因此这种控制芯片的电流采样补偿器的输入电压信号是一个负电压信号。其中管脚12还与内部一个电流分流电阻（阻值为1kΩ）相接。当芯片工作时，电流分流电阻上的电压被转化为一个电流（i1），这个电流就会驱动高频电流镜像器。这个电流镜像器的输出（i1）与PFC电路中的电感瞬间电流成比例，如式（1）所示。

i1=Vis－/1kΩ （1）

同时，这个高频电流镜像器通过一个15kΩ的电阻给缓冲放大器提供一个电压信号；另外，这个高频电流镜像器的PWM输出直接给PWM发生器提供一个信号，这样就可以来控制开关管的驱动信号。当PFC电路工作轻载时，通过管脚12给芯片一个相应的电压信号，它就会及时驱动高频电流镜像器，从而就会对采样的电压信号进行补偿，增大了这个采样信号，这样就可以很好地跟踪参考信号，以提高轻载下PFC电路的功率因数。

1.2 动态性能的调节功能

对于PFC电路来说，动态性能是一个很难解决的问题。当输入电压或者输出功率变化时都会引起输出电压很大的变化，这样会大大降低电路的寿命，而且会给后面的DC/DC电路带来很大的压力。

图3中给出了解决动态响应的原理图。当输出电压变高时，电压反馈信号也相应地增加，当达到某个设定值时就会给PWM发生器一个信号，来控制驱动信号。对于输出电压降低也是一样的。因为NCP1650内部设置了电压反馈基准的最大值和最小值，所以反馈信号只能在这个范围内变化，这样当输入电压或者输出功率变化时，输出电压变化的范围不会很大，也就改善了动态性能。

2 实验结果

PFC主电路图参见图4，其主要参数如下：输入电压AC90～265V；频率47～63Hz；输出电压为DC400V；输出最大功率100W；最大开关工作频率为fmax=100kHz。

实验结果证明了NCP1650很好地解决了轻载时PFC电路的功率因数，同时动态性能也得到了改善。图5给出了输入电压115V，输出功率20W时的输入电流波形；图6给出了输入电压115V，输出功率100W时的输入电流波形；图7给出了输入电压230V，输出功率20W时的输入电流波形；

图8给出了输入电压230V，输出功率100W时的输入电流波形；图9和图10分别给出了输出功率从轻载到满载和从满载到轻载时的输出电压。

3 结语

以NCP1650为核心设计的PFC电路，提高了轻载时的功率因数，这样在轻载时降低了对电网的污染；同时它改善了在输出功率变化时的动态性能。因此，它可以应用在对动态性能要求比较高和输出功率范围比较宽的场合。